箝位电路抑制汽车电压瞬时现象
日期：2008-12-1 23:44:48 来源：中国自动化网
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本文介绍一种把输入电压箝位到需要的最大电压的电路，与此同时，仍然保持大电流传输能力，并最小化无瞬时电压作用期间的损耗。
由汽车电气系统供电的电路必须在恶劣的环境中工作。瞬态电压包括随机瞬态电压和周期性瞬态电压。周期性瞬态电压—如开动引擎—可以产生几百伏的电压，但是，对汽车电子最严重的瞬时现象却来自负载突降(Load-dump)。
当交流发电机向负载提供充电电流时，电池的快速断开所引起的能量突然释放就是负载突降。此外，由于使用了串联堆叠的电池，汽车发动时能产生过压条件。其它的瞬时现象是点火系统噪声、继点器打开及闭合以及一次性事件如保险丝熔断。
幸运的是，大多数剧烈的高能瞬态电压或电流都可以由干扰抑制器处理；典型情况下，都位于对源具有高阻抗路径的关键(且昂贵)元器件附近。汽车的干扰抑制器必须能够承受峰值功耗超过1,500W的重复性负载突降并把电池轨的漂移限制为小于±40V。
附加的保护电路通常需要进一步调整电压轨。反极性二极管与电池轨上的附加负载电路串联，可以有效地抑制负电压尖峰。设计工程师是否能把瞬态电压箝制在+40V以下取决于接收该电压的电路。从该电压接收电源的DC/DC调整器必须能够承受至少+40V的电压，以防止功率元器件和控制电路的过压。如果不牺牲有益的功能，如满足设计规范目标所必需的同步操作，大多数现代脉宽调制(PWM)控制器不能承受超过+40V的电压。
对于通常小于0.1A的轻载电流，唯一有效的办法是采用限流电阻和箝位齐纳二极管，以保持串联电阻的损耗不过大。下图描绘的电路提供了一种把输入电压箝制到需要的最大电压的方法，与此同时，仍然保持大电流传输能力并最小化“典型的”非瞬态操作期间的损耗。
在电路的设计中，由齐纳二极管D2把输出电压限制在27V。输出电压打算以30V的绝对最大额定电压为DC/DC转换器供电。对于12V的稳态输入，三极管Q2处于“关”态，而电阻R3把p沟道FET Q1的栅极拉到地电平，从而打开Q1。
对大于约3V的输入电压，Q1开始传导电流；并在4.5V被完全增强。Q1两端的电压降相当低，并由其Rds-on额定值和输出负载电流来确定。例如，当输入为14V、负载电流为3A时，Q1两端的电压降仅仅为0.16V。对于高的输入电压，二极管D1防止FET Q1超过最大的20V栅-源门限电压。对于输入电压没有超过20V的设计，D1是不需要的。
随着输入电压的上升，输出将跟随输入电压的变化，直到达到齐纳二极管D2的击穿电压并传导电流。在这一点，输出电压被箝位到齐纳二极管D2、R4和R6这三个元器件的端电压的总和。R4和R6两端电压的总和大约仅仅为0.6V。
三极管Q3被配置为一个射极跟随器，因而电流增益大约为1。由于集电极电流流过Q3，它为Q2提供偏置，从而开始减少FET Q1的栅源电压。输出电压被保持在27.6V，因为FET Q1降低了跨越在它两端的额外输入-输出电压，担当着线性调整器的作用。随着输入电压增加，输出不会增加，因为额外电流流过齐纳二极管D2并迫使Q2降低Q1栅源驱动电压。这种闭环反馈防止输出电压的变化。
该电压箝制电路把输出电压限制为27V
系统稳定性
由于采用负反馈闭环控制系统，稳定性对于可预测和可靠的工作是至关重要的。闭环增益和相位裕量决定系统对外部扰动作出响应的良好程度，如输入电压的变化。
三极管Q3被有意配置为单位增益，为的是不在反馈路径引入额外的增益。三极管Q2提供等于其测试版的电流增益，典型值在50到200之间。FET Q1也提供一个等于输出负载电阻乘以跨导的增益，该增益的数量级也是200。总的闭环直流增益是这两个增益项的乘积，其数值相当大，大于80dB。负载电阻和输出电容在传输函数中引入了一个极点，从而在50Hz以上使FET Q1的增益以-1斜率或-20dB/十倍频程滚降。输出电容的等效串联电阻(ESR)也增加了一个由ESR和其电容设置的零点。这就使6KHz以上的频率响应扁平化。仔细形成Q2增益的频率响应，就可以提供一个总体可接收的闭环频率响应。
由R2、C3和C4组成的补偿网络对频率响应曲线做了必要的修整。Q2的增益从直流开始以-1为斜率降低，直到由R2和C3串联组合引入的零点。该零点对齐50Hz附近的极点。R2和C4的并联组合引入了一个与6KHz零点对齐的极点。总的有效环路增益现在维持-1斜率的下降，直到跨越单位增益，如下图所示。实例电路显示，在几乎所有负载条件下，负载电流大于0.5A且相位裕量为90度的带宽至少为70KHz。因为存在由负载电阻和输出电容设置的低频极点，带宽会随着负载电阻的增加而减少。
下图显示，输出电压对大的不规则瞬态输入电压的响应。一旦输入电压超过27V齐纳二极管D2的额定值，输出电压就被箝位并在抑制输入的进一步变化上发挥良好的作用。
输出电压被箝位在需要的电平(红色)
为了防止FET Q1遭受过压，必须考虑若干重要的因素。Q1上的电压、电流和功率压力必须维持在该器件的安全工作区域(SOA)曲线之内。重载和Q1两端的大电压降(在持续不变的过压情况下)将把该器件推向极限。如果工作在SOA曲线之外，FET将耗散非常大量的功率，由于该器件可能不具备热传导能力，因而不能在如此短的时间内散热，最终FET可能失效。
此外，如果输入瞬态电压的变化斜率非常高，而跟输入源电压串联的电阻很少或没有，那么，就会导致极高的峰值输入电流，因而再次可能超过Q1的SOA曲线所规定的安全工作范围。为此，有必要在输入端串联一个足够大的电阻，以限制流过Q1的峰值输入浪涌电流。缓慢变化的输入电压也将有助于限制峰值输入电流。
本文小结
本文描述的输入箝位电路提供了把输出电压箝制到安全电平的一种低成本的方法，防止了过压对低电压电路的潜在破坏。通过设置输出箝位电压和负载电容并调节控制环路，该电路可以被方便地剪裁。在典型的输入条件下，导通元件的正向电压降相当低，因而损耗低，比采用线性调整器所能达到的效率还要高。
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本文介绍一种把输入电压箝位到需要的最大电压的电路，与此同时，仍然保持大电流传输能力，并最小化无瞬时电压作用期间的损耗。
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由汽车电气系统供电的电路必须在恶劣的环境中工作。瞬态电压包括随机瞬态电压和周期性瞬态电压。周期性瞬态电压—如开动引擎—可以产生几百伏的电压，但是，对汽车电子最严重的瞬时现象却来自负载突降(Load-dump)。
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当交流发电机向负载提供充电电流时，电池的快速断开所引起的能量突然释放就是负载突降。此外，由于使用了串联堆叠的电池，汽车发动时能产生过压条件。其它的瞬时现象是点火系统噪声、继点器打开及闭合以及一次性事件如保险丝熔断。
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幸运的是，大多数剧烈的高能瞬态电压或电流都可以由干扰抑制器处理；典型情况下，都位于对源具有高阻抗路径的关键(且昂贵)元器件附近。汽车的干扰抑制器必须能够承受峰值功耗超过1,500W的重复性负载突降并把电池轨的漂移限制为小于±40V。
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附加的保护电路通常需要进一步调整电压轨。反极性二极管与电池轨上的附加负载电路串联，可以有效地抑制负电压尖峰。设计工程师是否能把瞬态电压箝制在+40V以下取决于接收该电压的电路。从该电压接收电源的DC/DC调整器必须能够承受至少+40V的电压，以防止功率元器件和控制电路的过压。如果不牺牲有益的功能，如满足设计规范目标所必需的同步操作，大多数现代脉宽调制(PWM)控制器不能承受超过+40V的电压。
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对于通常小于0.1A的轻载电流，唯一有效的办法是采用限流电阻和箝位齐纳二极管，以保持串联电阻的损耗不过大。下图描绘的电路提供了一种把输入电压箝制到需要的最大电压的方法，与此同时，仍然保持大电流传输能力并最小化“典型的”非瞬态操作期间的损耗。
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在电路的设计中，由齐纳二极管D2把输出电压限制在27V。输出电压打算以30V的绝对最大额定电压为DC/DC转换器供电。对于12V的稳态输入，三极管Q2处于“关”态，而电阻R3把p沟道FET Q1的栅极拉到地电平，从而打开Q1。
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对大于约3V的输入电压，Q1开始传导电流；并在4.5V被完全增强。Q1两端的电压降相当低，并由其Rds-on额定值和输出负载电流来确定。例如，当输入为14V、负载电流为3A时，Q1两端的电压降仅仅为0.16V。对于高的输入电压，二极管D1防止FET Q1超过最大的20V栅-源门限电压。对于输入电压没有超过20V的设计，D1是不需要的。
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随着输入电压的上升，输出将跟随输入电压的变化，直到达到齐纳二极管D2的击穿电压并传导电流。在这一点，输出电压被箝位到齐纳二极管D2、R4和R6这三个元器件的端电压的总和。R4和R6两端电压的总和大约仅仅为0.6V。
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三极管Q3被配置为一个射极跟随器，因而电流增益大约为1。由于集电极电流流过Q3，它为Q2提供偏置，从而开始减少FET Q1的栅源电压。输出电压被保持在27.6V，因为FET Q1降低了跨越在它两端的额外输入-输出电压，担当着线性调整器的作用。随着输入电压增加，输出不会增加，因为额外电流流过齐纳二极管D2并迫使Q2降低Q1栅源驱动电压。这种闭环反馈防止输出电压的变化。
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三极管Q3被有意配置为单位增益，为的是不在反馈路径引入额外的增益。三极管Q2提供等于其测试版的电流增益，典型值在50到200之间。FET Q1也提供一个等于输出负载电阻乘以跨导的增益，该增益的数量级也是200。总的闭环直流增益是这两个增益项的乘积，其数值相当大，大于80dB。负载电阻和输出电容在传输函数中引入了一个极点，从而在50Hz以上使FET Q1的增益以-1斜率或-20dB/十倍频程滚降。输出电容的等效串联电阻(ESR)也增加了一个由ESR和其电容设置的零点。这就使6KHz以上的频率响应扁平化。仔细形成Q2增益的频率响应，就可以提供一个总体可接收的闭环频率响应。
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下图显示，输出电压对大的不规则瞬态输入电压的响应。一旦输入电压超过27V齐纳二极管D2的额定值，输出电压就被箝位并在抑制输入的进一步变化上发挥良好的作用。
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输出电压被箝位在需要的电平(红色)
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为了防止FET Q1遭受过压，必须考虑若干重要的因素。Q1上的电压、电流和功率压力必须维持在该器件的安全工作区域(SOA)曲线之内。重载和Q1两端的大电压降(在持续不变的过压情况下)将把该器件推向极限。如果工作在SOA曲线之外，FET将耗散非常大量的功率，由于该器件可能不具备热传导能力，因而不能在如此短的时间内散热，最终FET可能失效。
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此外，如果输入瞬态电压的变化斜率非常高，而跟输入源电压串联的电阻很少或没有，那么，就会导致极高的峰值输入电流，因而再次可能超过Q1的SOA曲线所规定的安全工作范围。为此，有必要在输入端串联一个足够大的电阻，以限制流过Q1的峰值输入浪涌电流。缓慢变化的输入电压也将有助于限制峰值输入电流。
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本文描述的输入箝位电路提供了把输出电压箝制到安全电平的一种低成本的方法，防止了过压对低电压电路的潜在破坏。通过设置输出箝位电压和负载电容并调节控制环路，该电路可以被方便地剪裁。在典型的输入条件下，导通元件的正向电压降相当低，因而损耗低，比采用线性调整器所能达到的效率还要高。
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